Cómo proyectar fuentes de mayor eficiencia? Para que esto sea posible, la mejor técnica es la que hace uso de reguladores “switching", como describimos en este artículo, basándonos en informaciones de Texas Instruments. En él, daremos los principios de funcionamiento de las fuentes “switching", componentes para su proyecto, y elementos para la implementación inmediata de circuitos prácticos.
La manera más sencilla de controlar la tensión en una carga es utilizando un reóstato en serie, como sugiere la figura 1.
EI reóstato y la carga forman un divisor de tensión, de modo que podemos ajustar uno de forma que la tensión en el otro sea exactamente Ia deseada. Sin embargo, este sistema presenta diversos inconvenientes: uno de ellos se refiere al hecho de que la tensión depende de la corriente exigida por la carga. Si ocurren variaciones en la intensidad de la corriente exigida por la carga, la tensión es su alteraciones correspondientes, no siendo mantenida como nos proponíamos inicialmente.
El otro problema se refiere a la disipación de potencia en el reóstato que significa una perdida que no siempre es pequeña. Cuanto mayor la caída de tensión en el reóstato y mayor la intensidad de la corriente en el circuito, mayor es la potencia disipada, según vemos por la expresión: P = V x l, donde P es la potencia en watts, V la caída de tensión en el reóstato, e la intensidad de la corriente en el circuito.
Con la utilización de componentes activos como, por ejemplo, transistores, además de diodos de referencia, podemos obtener sistemas mejores, como el que muestra la figura 2.
En este sistema, el diodo ofrece una referencia de tensión al transistor que actua, entonces, como un reóstato “automático". EI circuito siente las variaciones de la tensión en la carga y las compensa aumentando o disminuyendo la resistencia del transistor. La tensión sobre la carga se puede mantener estabilizada en una buena gama de valores, pero aún así esta configuración presenta inconvenientes.
No tenemos las variaciones de tensión en la carga pero, de acuerdo a la resistencia presentada por el transistor, tendremos una buena disipación de energía en forma de calor, Cuanto mayor sea la intensidad de la corriente en el circuito y mayor la diferencia entre la tensión de entrada y la tensión de salida, mayor será la potencia disipada y, por lo tanto, las perdidas del circuito. Esto puede calcularse con la expresión: P = (Ve - Vs) x l, donde P es la potencia disipada por el transistor (pérdida en forma de calor); Ve es la tensión de entrada; Vs la tensión de salida; I es la intensidad de la corriente.
En muchas aplicaciones prácticas, las perdidas en el transistor estabilizado pueden superar el 50 % de la potencia total de circuito... lo que en aplicaciones que involucran grandes cantidades de energía es indeseable. La necesidad de montar los transistores reguladores en disipadores de calor de grandes dimensiones es la mejor prueba de las pérdidas que ocurren en esta configuración.
Los integrados reguladores, como los de la serie 78 y 79 XX, operan según estos mismos principios. En ellos también ocurren caldas de tensión que son responsables por la disipación de gran cantidad de energía en forma de calor, de alli la necesidad de montarlos en buenos disipadores de calor.
Cuanto mayor es la diferencia entre la tensión de entrada y la tensión de salida, mayor será la potencia disipada. (Cómo resolver el problema de la disipación de calor que representa una perdida indeseable de energía?
La solución del SCR
Un ejemplo de como podemos controlar la potencia en una carga, sin necesidad de disipar grandes cantidades de energía en forma de calor, es dado por los SCR en circuitos como el de la figura 4.
En este circuito se opera según un principio diferente del reóstato. En lugar de tener una variación continua de resistencia formando un divisor de tensión, operamos basándonos en el tiempo que el componente conduce para tener una energía media en la carga.
No existen, así, los estados intermedios entre la conducción y la no conducción del control. O éste presenta una resistencia infinita (desconectado) y no hay disipación de potencia, o presenta una resistencia mínima, cuando la potencia disipada también es mínima.
Para un SCR común, la caída de tensión en el estado de plena conducción es de 2 Volts. Esto significa que para una corriente de carga de 1 ampere, sin importar la tensión (dado que es inferior al limite máximo establecido), la potencia disipada por el elemento de control es de apenas 2 watts. Comparativamente, para mantener a partir de 20V de entrada una tensión de 1oV en la carga, con un sistema convencional (tipo reóstato), la potencia disipada seria de 10 watts.
Sin embargo, los SCR no desconectan una vez disparados, a no ser que la tension entre su ánodo y su cátodo caiga por debajo del limite de mantenimiento (lh). En las aplicaciones que involucran corrientes alternas, esto se consigue automáticamente en el pasaje del semiciclo positivo al negativo.
No podemos usar, de este modo, los SCR en circuitos de corriente continua, pero esto no significa que el mismo principio no pueda ser aplicado.
Fuentes conmutadas
En la figura 6 tenemos un circuito básico de fuente conmutada.
Q1 es el transistor de conmutación, que es conectado y desconectado por un circuito de control que determina Ia corriente media en la carga y, por lo tanto, el ciclo activo que establece Ia tension de salida. Si el transistor queda conduciendo por más tiempo del que queda sin conducir, Ia tension en la carga será mayor, pues estará dada por el promedio de los tiempos de conducción.
Los gráficos de la figura 7 muestran lo que ocurre: tiempos mayores de conducción significan mayor tensión en la carga.
Note que, como el transistor sólo puede conducir o no conducir, no existen los estados intermedio que son responsables, como vimos anteriormente, de la disipación de potencia. Por lo tanto, podemos proyectar fuentes con mucho mayor rendimiento que aquellas cuyos transistores operan en su región linear, como los reostatos.
La transferencia de energía para la carga es ayudada por el inductor L. Durante los períodos de conducción de Q1 (tm), la tensión es aplicada al filtro LC, de modo que la corriente en el inductor crece. Cuando Q1 desconecta, la energía desarrollada en el inductor en el ciclo anterior mantiene la corriente circulando por la carga a través del diodo de captura D1. La tensión de salida es determinada por la tensión de entrada (VP) y por el ciclo activo de conmutación de Q1.
Vs = Vo x Ton/T
Donde:
Vs es la tensión de salida
Ve es la tensión de entrada
Ton as el tiempo en que Q1 permanece conectado en cada ciclo.
T es el tiempo de duración de cada ciclo.
Recordamos que: T = ton + toff. Es fácil para el lector llegar a conclusión que la potencia disipada por Q1 en este tipo de configuración es independiente de la diferencia entre la tensión de entrada y de salida. Se puede variar la tensión en la carga, para una determinada corriente, pues la potencia disipada en Q1 depende solamente de la caída de tensión en el transistor en estado de plena conducción.
EL TL497A
Ya existen en nuestro mercado componentes específicos para el proyecto de fuentes conmutadas. Uno de ellos es el TL497A de Texas Instruments, que consiste en un circuito integrado que incorpora en una única pastilla todas las funciones activas necesarias para el proyecto de un Regulador de Tensión Conmutado: una referencia de 1,22 Volts de precisión, un generador de pulsos, un comparador de ganancia alta, un sensor limitador de la corriente con protector, un diodo de captura y un transistor de control para la conexión en serie.
En la figura 8 tenemos al diagrama simplificado de este integrado, así como de los componentes externos.
El diodo de referencia de 1,22 volts se conecta internamente entre el terminal de substrato y la entrada inversora del comparador de ganancia alta. La salida del circuito es sensada por un divisor de tensión formado por el R1 y R2 a través dela entrada no inversora del comparador. Los valores de R1 y R2 son entonces programados para resultar de 1,22V en la unión em función de la tension de salida deseada.
Sus valores pueden ser calculados por:
V x (R2)/(R1 + R2) = 1,22 Volts. Para una corriente de 1 mA, por ejemplo, en R2, este componente puede fijarse en 1,22k. Calculamos R1 haciendo: R1 : (Vs - 1,22) kilΩ. El oscilador está compuesto por un generador de impulsos que carga y descarga un capacitor externo de acuerdo con las intensidades de la corriente de carga. El tiempo de carga es 6 veces mayor que el de descarga, lo que resulta en la forma de onda mostrada en la figura 9.
El período total de carga y descarga es determinado por el capacitor externo de tiempo (Ct) y es constante para todas las tensiones de entrada en las cuales el TL497 A opera. Los valores de los períodos de carga y descarga (T) en función de Ct se dan a continuación:
La linea punteada del gráfico de la figura 9 muestra Ia forma de la onda en el capacitor en condiciones de operación continua. En estas condiciones, T determina Ia frecuencia de oscilación (Fmax = 1/T ). Estas condiciones ocurren durante el instante inicial en que la alimentación es conectada, cuando el comparador entra en acción y determina las condiciones subsiguientes de operación conforme con la tensión de salida.
En la figura 10 se muestran formas de onda para los ciclos siguientes de oscilación en función de la tension de salida.
EI transistor conmutador que existe en el TL497A posee ganancia alta y puede conmutar corrientes hasta 500 mA de pico. Hay un acceso a este transistor, pero no se recomienda hacer modificaciones en el modo de funcionamiento normal.
El emisor y el colector son libres para mayor facilidad del proyecto. EI diodo interno es capaz de conmutar 500 mA de pico, pero se puede mejorar el desempeño del circuito con el agregado de diodos externos. Completamos con un circuito típico para tensión de 5V y corriente de 2,5A.
El limitador de corriente opera por la tensión que aparece en el resistor sensor RCL. Cuando la tensión en este resistor se vuelve mayor que la caída en la unión base-emisor de un transistor (Vee), tipicamente 0,5 volts, el circuito limitador entra en acción proporcionando un desvio para la corriente de carga del capacitor. El efecto de esto es la reducción del tiempo en que el transistor conduce la corriente, así como la energía desarrollada en el inductor. La figura 11 muestra lo que ocurre durante Ia actuación del limitador de corriente.
La eficiencia del circuito es del 70 %. La tensión de entrada es de 30 Volts con corriente de 600 mA, lo que implica una potencia de 18 watts.
Bibliografia
1. Designing Switching Voltage-Regulators with TL497A - Texas Instruments.
2. Off-the-Iine Half Bridge Converter - Switching Power Supply - Texas Instruments